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自從大疆新品 Mavic 的關鍵特性之一：“7公里圖傳”功能公布以來，在驚訝之余，也燃起了人們對無人機遠距離圖傳功能的興趣。圍繞這一話題，在前不久的在第63期的硬創公開課中，我們已經就無人機在遠距離圖傳上的一些實現方法進行了討論（鏈接）。雷鋒網雷鋒網雷鋒網
但作為消費類無人機的關鍵性技術壁壘之一，遠距離無線傳輸領域的一個子集，遠距離無線圖傳功能一直是無人機行業技術開發的一個重點，同時也是廣大極客朋友們熱切關注的一個技術性話題，人們希望能夠從技術實現的角度，用公式和原理對圖傳這一話題進行更深入和細致的探討。為此，我們今天有幸請到了一位行業大牛，他將從技術細節出發，為我們介紹圖傳系統設計中的 1 個核心問題，2 個設計紅線，4 個基本設計參數，8 個設計重點，以及 1 個中肯的設計建議。
張昕，北京凌河機電總工程師，中國航天九院副研究員，電測儀器專家。曾參與多個型號航天測控和通訊設備開發。也是一個20多年的老航模愛好者。
這次公開課是以演講的方式進行的，以下是張昕的演講原文：
從“圖傳”的叫法我們就可以發現，這并非一個專業的定義。大概是從某些資深航模玩家口中發展而來，并且它只存在于消費類無人機領域。專業的航空航天器并沒有獨立的視頻圖像傳輸設備，而實時視頻則是無線數據鏈路中傳輸的一部分內容或者是其中的一個通道，它也一直被包含在航天遙測系統中。
無人機將遙測信號（包含視頻圖像以及各種傳感信息）發射出來，地面的遙測接收系統，通常包含了自動跟蹤天線陣列和同步的多通道接收機。在接收數據的同時，可以實時地計算出無人機的位置、航速、航向等信息。這也是最傳統最古老的遙測模式之一。在沒有 GPS 的年代，除了光測就只能依靠無線電遙測數據了，這個模式就是被動雷達。
隨著衛星導航的發展，無人機大多使用了 GPS 和衛星數據鏈路，但直接遙測仍然無法被替代。幾十年來作為一個航天大國，國內的遙測遙控水平一直處于世界第一梯隊。圖傳設備作為其通訊系統的一部分，也得到了充分發展，150 公里以上中程無人機圖傳是很普遍的，但 100 萬以上的價格也相對昂貴。
所以對于消費類無人機來說已有足夠多可借鑒的東西，我認為消費類無人機圖傳設計的核心問題只是“成本問題” 。不必去懷疑可以通訊多快多遠，因為無線通訊技術發展到今天，沒有人會懷疑火星傳回的 1080P 信號了。我們真正要討論的就是代價問題。目前市場上的 1080P 圖傳產品售價基本均在 1700 美元以內，硬件成本控制在 700 美元以內也就成為了消費類無人機圖傳設計的第一條紅線。
當然，也還有第二條紅線，就是法規。中國無線電管理的最高法律文件是《中華人民共和國無線電管理條例》，立法機關為國務院和中央軍委，由各級無線電管理機構執行監管。如果使用者希望給圖傳單獨申請執照， 則需要該圖傳首先獲得 《無線電發射設備型號核準證》，他的依據是國家《無線電頻率劃分規定》中的有關無線電發射設備技術指標的規定。取得專業電臺執照并不是不可操作，只是在消費類無人機領域沒有辦法推廣。
對于專業航空航天器來說，頻譜劃分時已留有專門的測控頻段，而消費類無人機只能老老實實地屈就于 ITU-R（ITU Radiocommunication Sector，國際通信聯盟無線電通信局） 的 ISM頻段（Industrial Scientific Medical，工業化科學醫療頻段）。13.56Mhz、27.12Mhz、40.68MHz、433Mhz、915Mhz、2.4Ghz、5.8GHz 都是 1W 以內無需執照發射的。其中，433MHz 及以下頻段通常很難滿足高清圖傳的帶寬要求，915Mhz 頻段有一半已經被 GSM 占用，且 L 波帶寬并不富裕， S 波段的 2.4GHz 也就成了 1080P 獲得遠距離的首選，但 4K 或者更高清晰度的圖傳設計者卻很難在 S 波段的帶寬上找到便宜，C 波段的 5.8G 則可以做得更寬。 不過，相同發射功率和接收靈敏度下 5.8G 與 2.4G 相比通訊距離僅為 41.4%，并且其衰減對水氣更敏感，實際通訊距離則不到 30%，兩者各有利弊。
【編者注】：這里提到的 L 波段、S 波段和 C 波段通常是按照如下劃分的：
第二條紅線基本確定了兩個參數：
第一個參數：1W 的發射功率(+30dBm)
第二個參數：2.4G 或 5.8G 的 ISM 頻段
也許很多工程師會對我確定 1W 發射功率感到失望， 那么咱們接下來我會讓他們重拾信心，看看未來到底能實現多遠的通訊距離。繼續設定兩個參數：
第三個參數：-105dBm 的接收靈敏度
第四個參數：3dBi 發射和接收天線（很難找到比這個指標更差的天線了）
根據自由空間無線電波傳播規律：
P 發射功率 - P 接收靈敏度 + G 發射天線增益 + G 接收天線增益 = 32.44 + 20*lg(f 頻率) + 20*lg(D 距離)
30dbm-(-105dbm)+3dbi+3dbi=32.44+20*lg(2400Mhz)+20*lg(D)
解出 D=111.6Km 去掉 3dB 雨衰和 3dB 裕度實際通訊距離約為 50 公里。 這個結果會不會讓你恢復對 1W 發射功率信心。畢竟我們只用了最普通的 3dBi 天線。大家一定已經注意到了-105dBm 的接收靈敏度。沒錯，這個才是致勝的關鍵。許多廉價數字圖傳使用 WIFI 設備或套片來開發，距離不理想的一個根本問題就是接收靈敏度。
以 802.11g/b 的 OFDM 模式54Mb/s 速率為例，其接收靈敏度只有 -68dBm，考慮芯片廠商提升接收靈敏度到-70dBm。在+25dBm(316mW) 發射功率下， 則有：
25-(-70)+3+3=32.44+20*lg(2400)+20*lg(D)
解出 D=1.1Km，這樣實際通訊距離約為 500 米。因此，許多老射頻工程師都推崇接收靈敏度致勝原則。提高發射功率的代價往往太大了，提高 4 倍發射功率才能增加一倍距離，1W 和 4W 之間的這本帳也就能算清楚了。
8 個設計重點
接下來討論八個設計重點：
第一點， 視頻編解碼
目前 1080P 圖傳產品所采用的編解碼方案基本都是硬件方案，硬件方案的實時性會有一定優勢。與其他領域的圖傳不同，無人機圖傳對時延的要求很高，尤其是 FPV 飛行。對于航拍而言，如果圖傳時延過大，云臺手在依據視頻圖像控制云臺過程中很容易超調。市場上的 1080P 圖傳產品大多采用 TI 達芬奇方案和海思方案。TI 目前還沒有推出硬解的 H.265 產品，只有 H.264 的 DSP，但其通用性更強。海思 H.265 方案成本優勢比較明顯，開發速度更快。
就目前編解碼算法而言， 將 1080P 30FPS 信號壓縮到 6Mb/s碼流， 其效果已經可以滿足廣播級應用。在不握手的無線通訊中(類似 UDP)，誤碼事件是一定會出現的，遠距離情況下誤碼率會非常高，而真正致命的因素則是碼流中的關鍵信息丟失。比如幀同步數據，一旦丟失就會造成整幀丟失。必須對關鍵信息進行冗余處理才能適用于單向無線信道。同時接收機基帶解調算法中的時鐘提取，位同步，字同步，幀同步也要針對高誤碼率來設計，否則小的誤碼就會產生災難性的圖像丟失。
上圖為視頻編碼標準（少了H.265）
上圖為 TI 達芬奇
上圖為海思芯片
第二點， 低噪聲放大器(LNA)
第一級 LNA 的噪聲系數是整個接收機設計中決定性的一環，想實現優于 -105dBm 的接收就必須面對 LNA 帶來的影響。老射頻工程師會更信賴分立場效應管的窄帶 LNA， 看似簡單，實則復雜，通常在 ADS 上仿真或矢網上一推敲就是一個月的時間。雖然兩端已經匹配到 50 歐的集成 LNA 芯片也很容易獲得 0.9 以內的噪聲系數(比如 HMC376，ADL5523)，但與那些老射頻工程師的作品比肯定還是輸在了起跑線上。
上圖分別為 ADS 仿真和 矢網 仿真
上圖是一個射頻基帶到前端的整體組成
第三點， 本振(LO)
一直以來，本振的相位噪聲其實并非一個對射頻工程師造成困擾的問題。這里其實是個成本問題，只要你在頻綜上不吝惜 20 美金，就可以獲得 -212dBC/Hz 的相位噪聲(比如LMX2531)。如果你的本振預算只有 6 美金，選擇普通 PLL ( 比如 AD4360 的 -167dBC/Hz ) 就會影響整機的信噪比。最終決定接收及靈敏度的不是射頻信號的放大倍數，而是接收機的整機噪聲系數和基帶解調門限(信噪比)。
目前市場上的1080P 圖傳產品都不約而同地采用了 ADI 的小基站方案 AD9361/AD9371， 雖然價格偏貴，但相比 DAC+AD8349 和 AD8347+ADC 的方案卻更容易處理了。
有一個好消息會讓你振奮，據 RichWave 公司的 HenryHo 透露，他們正在把 RTC6763 這顆幾個美金的集成射頻芯片與海思 H.265 平臺整合。RTC6763 在 4Mbit/s 的 QPSK 調制模式下為 -86dBm 的接收靈敏度，在 S 波段 1W 發射功率和兩端 3dbi 天線下，就已經具備了 7 公里以上的通訊能力。
上圖為 ADI 的小基站方案
上圖為 RichWave 的方案，因為 TI 還沒有 H265 的DSP，后面的 DSP 實際是 H264 的編碼
第四點， 天線
文中計算通訊距離都采用了低增益的 3dBi 天線。實際發射和接收則可以使用 6dBi 天線，甚至在地面使用 10dBi 以上聚焦天線或陣列天線。每增加 6dB，通訊距離就增加一倍。如果發射和接收都從 3dbi 換成 6dbi ，那就是增加一倍通訊距離了。
在一定限度內，從天線上獲得更遠通訊距離的機會千萬不要錯過。方向圖和極化方式的選擇是使用中最容易出問題的地方，很多人發射采用垂極化，而接收則是水平極化，使通訊距離大打折扣。地面接收天線盡可能要與發射天線的極化方式一致。
圖示為極化方向不同的示意
如果不考慮垂直爬升很高的高度，機上發射天線比較適合采用垂直極化的全向天線，主瓣夾角可以很小，近距離可以依靠旁瓣，這樣就能最大限度地保證水平通訊距離。
圖示為 GP 的方向面，左側是水平面內的全向，右側是垂直平面，正下方增益很低
如果有垂直爬升需要，則可以考慮方向性不強的圓極化天線， GPS 就是選擇右旋極化天線。
天線的增益反應的是將電磁能量集中的能力，增益越高方向性也就越強。越高增益的天線輻射主瓣夾角就越小，有些實驗拿高增益天線通訊距離卻還不如低增益天線，就是因為這個指向性問題。比如：高增益定向天線往往只有幾度到十幾度的夾角。
圖示為一個定向天線的方向圖
并沒有真正意義的三維全向天線，全向天線是指在某一個平面內其方向圖具有全向特性。比如垂直極化的 GP 天線，他只是在水平面上全向而已，如下圖所示。
第五點， 基帶（調制解調）
很多工程師一上來就會選擇高階調制， 比如 16QAM 星座， 8PSK 星座。 的確 1080P的視頻要求傳輸速度，但是實際上對于 6M 碼流 3M 的 QPSK 已經足夠了，低階調制的解調門限更低， 可以獲得更好的接收靈敏度。
常用的調制方式
如果能進一步提高壓縮比，采用 BPSK 也未嘗不可。與 4G 和 WIFI 不同，1080P 的圖傳并不需要那么高的速度，卻需要更高的接收靈敏度，進而獲得更遠的通訊距離。
我發現很多人有個誤解：他們認為依據香濃定理，傳輸速度速率越快，接收靈敏度就越低。這是個概念錯誤（跟香濃定理真的沒有一毛錢關系） 。來看看香濃是怎么說的：
準確地說香濃定理是告訴我們，調制階數越高（C/B越高），對信噪比要求就越高，接收靈敏度也就越低。比如 QPSK 的 C/B=2 解調所需信噪比 S/N=3，BPSK 的 C/B=1，解調所需信噪比 S/N=1。如果C（傳輸視頻所需的數據速率）不變，只要提高射頻帶寬B那么C/B也就降低了，對信噪比要求也就沒有那么高了，也就是用低階調制。他反映的是頻帶運輸信息的能力，就像火車皮和貨物，絕對量與香濃定理無關。
而射頻帶寬的真正影響是，其寬度決定了輸入熱噪聲功率，簡稱固有底噪，KTBRF=K*T*BRF(Hz)，其中K 為波爾茲曼常熟，T 為 290K 室溫，BRF 為射頻帶寬。按照前面說的已經足夠的 3M 帶寬來計算，看看到底會有多大的熱輸入噪聲混雜在接收信號內。
KTBRF(log) = 10*log(1.381*10^-23W/Hz/K*290KX3.84MHz*1000mW/W) = -110dBm
看到這個數字你就會明白為什么把接收靈敏度（第三個參數）定為 -105dBm了。其實我只是讓接收信號比噪聲強出幾個了dB而已，我留出的余量，信噪比不到4倍（接近4）。
對于1080P圖傳的多機通訊問題，考慮到 ISM 頻段帶寬有限，射頻的頻分(FDM)和跳頻(FHSS)都沒有那么多頻分信道可用，時分(TD)和碼分(CD)也不適用，因此基帶上的 OFDM 劃分正交頻分信道可能是最有前途的選擇。
其實 OFDM 并非一種調制模式，他只是頻分帶寬的方式。咱們聽 FM 廣播，人民臺和交通臺在不同頻率，相距比較遠，就是 FD，如果兩個電臺相距很近，重疊又相互不干擾就是 OFDM。
示意圖，橫軸為頻率
基帶解調算法在抗干擾問題上會起到決定性作用，我們無法在使用圖傳的過程中阻止隔壁老王在相同頻率上發射，因此找到合適的基帶算法會占據整個圖傳設計 70% 以上的工作量。
第六點，視距通訊距離
自由空間中的視距通訊距離是沒法靠地面拉據來測試的，因為地球是圓的，其可見距離如下：
式中，h1 和 h2 分別為收發天線的高度，K 為氣象因子。評估 LOS 通訊距離要充分了解菲涅爾區的影響。
在遠距離情況下飛機只有具有足夠高度才能達到理論上的通訊距離。
第七點， 震動或旋轉帶來的幅度調制
很多飛行器會有自轉或者自身震動，這些周期振動傳達到天線會形成幅度調制，通常情況下比較輕微，但它也會降低信噪比，甚至通過眼圖可以直接觀察出來。解調算法要盡可能地避免這種影響。
這種情況可能并不容易遇到，但遇到的話請大家別忘記天線震動帶來的幅度調制。
第八點， 多徑問題
空中到地面通訊的多徑問題會帶來符號位串擾。如果某一個代表 1 或 0 的符號位延遲到達，會與他后面的符號位重疊，造成誤碼。
WIFI 通常無法解決大延時的多徑問題，其協議為了追求傳輸速度和成本，只考慮了小空間范圍內的傳播延時，這也是 WIFI 不適合遠距離通訊的其中一個原因。發射機基帶信號可以采用單位沖擊升余弦濾波器來實現波形成形，其時域波形的“拖尾”衰減較快，可減少符號間干擾。升余弦濾波器的另一個好處是軟件帶寬限制，功放(PA)前面可以省略SAW濾波器。
要想搞好一款圖傳產品，不能停留于擺弄概念，不能依賴于集成芯片和現有通訊協議。一定要從射頻基礎問題做起，每個 dB 必爭。失之毫厘，差之千里。
最后，張昕強調：每個 dB 必爭是搞射頻的一個態度。任何一條電纜的插損，任何一個接插件的插損，任何一個天線的回損，任何一段 PCB 上微帶線的準確性，都可能是致命的。
上圖為張昕開發的圖傳發射和接收的射頻部分
下面是公開課群友關于這次講座的一些問題，以及張昕的回答。
問1：您剛才提到，“對于 1080P 圖傳的多機通訊問題，考慮到 ISM 頻段帶寬有限，射頻的頻分(FDM)和跳頻(FHSS)都沒有那么多頻分信道可用，時分(TD)和碼分(CD)也不適用，因此基帶上的 OFDM 劃分正交頻分信道可能是最有前途的選擇。”這段話里，時分和碼分不適用的原因是什么？
答：時分和碼分都是以犧牲速度和帶寬來換取的。時分自然容易理解，一個樓梯一個時刻只能過一個人，兩個人就要排隊過。碼分的話，一方面是擴頻后對帶寬的要求更高了，另一方面擴頻編碼本身就是用一串碼來代替一個符號的，這樣同時也犧牲了速度。碼分本身解決的是多址問題，還可以帶來碼增益和抗干擾，可是對于圖傳來說信道不需要很多。
問2：您剛才還說到“ WIFI 通常無法解決大延時的多徑問題，其協議為了追求傳輸速度和成本，只考慮了小空間范圍內的傳播延時，這也是 WIFI 不適合遠距離通訊的其中一個原因。”那么，適合遠距離無線通信的協議，應該具有什么特點？
答：首先就是高誤碼率的問題。因為 WIFI 的數據鏈路層，網際層等之上原本是為了跑 TCP 傳輸層的。圖傳協議不握手，不做重傳機制，但需要對關鍵信息的冗余，普通信息不會帶來馬賽克，而且圖傳并不需要 WIFI 和 4G 那么快，那么多信道，那么低廉的成本，那么多設備在同一空間中使用。所以很多現有協議中的內容是多余的。
問3：COFDM 為何不作為首選？
答：其實 COFDM 和 OFDM 是一回事，Coded 的 OFDM 是首選。
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